我要投搞

标签云

收藏小站

爱尚经典语录、名言、句子、散文、日志、唯美图片

当前位置:双彩网 > 正交树 >

扩频技术ppt

归档日期:06-06       文本归类:正交树      文章编辑:爱尚语录

  1.本站不保证该用户上传的文档完整性,不预览、不比对内容而直接下载产生的反悔问题本站不予受理。

  主要内容 扩频通信原理 码序列 调制技术 卷积码 交织技术 扩频通信技术自50年代中期美国军方便开始研究,一直为军事通信所独占,广泛应用于军事通信、电子对抗以及导航、测量等各个领域。直到80年代初才被应用于民用通信领域。为了满足日益增长的民用通信容量的需求和有效地利用频谱资源,各国都纷纷提出在数字峰窝移动通信、卫星移动通信和未来的个人通信中采用扩频技术,扩频技术已广泛应用于蜂窝电话、无绳电话、微波通信、无线数据通信、遥测、监控、报警等系统中。 扩频通信的基本概念 扩频通信的含义: 扩频通信技术是一种信息传输方式,其信号所占有的频带宽度远大于所传信息必需的最小带宽;频带的扩展是通过一个独立的码序列来完成,用编码及调制的方法来实现的,与所传信息数据无关;在接收端则用同样的码进行相关同步接收、解扩及恢复所传信息数据。 这一定义包含以下三方面意思: 信号的频谱被展宽了 采用扩频码序列调制的方式来展宽信号频谱 在接受端用相关解调(或相干解调)来解扩 传输任何信息都需要一定的频带,称为信息带宽或基带信号频带宽度。例如: 人类语音的信息带宽为300~3400Hz; 电视图像信息带宽为6.5MHz。 在通常通信系统中,为了提高频带利用率,通常都是尽量采用大体相当的带宽的信号来传输信息。而扩频通信的信号带宽与信息带宽之比则高达100~1000,属于宽带通信。 通过信号理论知道: 在时间上是有限的信号,其频谱是无限的; 脉冲信号宽度越窄,其频谱就越宽,近似成反比。 因此,如很窄的脉冲序列被所传信息调制,则可产生很宽频带的信号。CDMA蜂窝网移动通信系统就是采用直扩方式获得扩频信号的。这种很窄的脉冲码序列(其码速率很高)称为扩频码序列。所采用的扩频码序列与所传的信息数据无关(它与一般的正弦载波信号类似),不影响信息传输的透明性。扩频码序列仅仅起扩展信号频谱的作用。 扩频通信的理论基础 要用宽频带信号来传输窄带信息,主要是为了通信的安全可靠。扩频通信的可行性,是从信息论和抗干扰理论的基本公式中引伸而来的。 1. 信息论中关于信息容量的香农(Shannon)公式为: ? (1) 式中,C——信道容量(用传输速率度量) ,b/s; W——信号频带宽度,Hz; S——信号平均功率,W; N——噪声平均功率,W。 结 论 在给定的传输速率C不变的条件下,频带宽度W和信噪比S/N是可以互换的。即可通过增加频带宽度的方法,在较低的信噪比情况下,传输信息。 扩展频谱换取信噪比要求的降低,正是扩频通信的重要特点,并由此为扩频通信的应用奠定了基础。 柯捷尔尼可夫关于信息传输差错概率的公式: 上式说明,对于一定带宽Bm的信息而言,用较大的宽带信号来传输,可以提高通信抗干扰能力,保证强干扰条件下,通信的安全可靠。亦即说明信噪比和带宽是可以互换的。 总 结 综上所述,将信息带宽扩展100~1000以上的宽带信号来传输信息,就是为了提高通信的抗干扰能力,即在强干扰条件下保证可靠安全通信。这就是扩展频谱通信的基本思想和理论依据。 扩频通信的主要性能指标 处理增益:各种扩频系统的抗干扰能力大体上都与扩频系统的处理增益Gp成正比,Gp表示了扩频系统信噪比改善的程度。即有 式中, B为扩频信号带宽, Bm为信息带宽;W为伪随机码的信息速率,Rb为基带信号的信息速率。 2. 抗干扰容限:通信系统要正常工作,还需保证输出端有一定的信噪比,并扣除系统内部的信噪比的损耗,因此就引入抗干扰容限Mj,其定义如下: 式中,(S/N)o中为输出端的信噪比;LS为系统损耗。 Mj=10log(100)-(6+3)=11dB 扩频通信的工作原理 典型扩频通信的一般工作原理如图2所示。 信源编码的目的是减小信息的冗余度,提高信道的传输效率。 信道编码(差错控制)的目的是增加信息在信道传输中的冗余度,使其具有检错或纠错的能力,以提高信道的传输质量。 调制部分的目的是使经信道编码后的符号能在适当的频段传输,通常使用的数字信号调制方式分为振幅键控ASK、频移键控FSK、移相键控PSK。 扩频调制和解调是为了提高系统的抗干扰能力而进行的信号频谱展宽和还原。 扩频通信系统的分类 直接序列扩频(Direct Sequence Spread Spectrum),简称直扩(DS-SS)。 所谓直扩,就是直接用具有高码率的扩频码序列在发端去扩展信号的频谱。而在收端,用相同的扩频码序列去进行解扩,把展宽的扩频信号还原成原始的信息。稍后将详细介绍直扩原理。 跳频扩频(Frequency Hopping Spread Spectrum) ,简称跳频(FH-SS)。 所谓跳频,比较确切的意思是:用一定码序列进行选择的多频率频移键控。也就是说,用扩频码序列去进行频移键控调制,使载波频率不断地跳变,所以称为跳频。系统有几个、几十个、甚至上千个频率、由所传信息与扩频码的组合去进行选择控制,不断跳变。所以,跳频系统也占用了比信息带宽要宽得多的频带。 跳时(Time Hopping Spread Spectrum) ,简称跳时(TH-SS)。 跳时是使发射信号在时间轴上跳变。首先把时间轴分成许多时片。在一帧内哪个时片发射信号由扩频码序列去进行控制。可以把跳时理解为:用一定码序列进行选择的多时片的时移键控。由于采用了很窄的时片去发送信号,相对说来,信号的频谱也就展宽了。简单的跳时抗干扰性不强,很少单独使用。跳时通常都与其他方式结合使用,组成各种混合方式。 各种混合方式 在上述几种基本的扩频方式的基础上,可以组合起来,构成各种混合方式。例如DS/FH、DS/TH、DS/FH/TH等等。一般说来,采用混合方式在技术上要复杂一些,实现起来也要困难一些。但是,不同方式结合起来的优点是有时能得到只用其中一种方式得不到的特性。 因此,对于需要同时解决诸如抗干扰、多址组网、定时定位、抗多径和远-近问题时,就不得不同时采用多种扩频方式。 例子:DS/FH系统,就是一种中心频率在某一频带内跳变的直接序列扩频系统。其信号的频谱如下图所示。 由图可见,一个DS扩频信号在一个更宽的频带范围内进行跳变。DS/FH系统的处理增益为DS和FH处理增益之和。 直扩系统的原理与组成 一、数字信号扩频原理 1、在扩频通信中,最常用的是周期性矩形脉冲序列。根据傅氏变换,其频谱分布为一系列离散谱线 …等高次谐波所组成。随谐波频率的升高,幅度逐渐减小。时间有限的波形其频谱无限;而频谱有限的信号在时间上则是无限的。一般地,信号能量主要集中在频谱的主瓣内,即频率从0到幅度A(f)上的第一个零点的频变为止的宽度内,常称为信号的频带宽度B(或Bf)。如图所示。 两个重要的结论 为了扩展信号的频谱,可以采用窄的脉冲序列去进行调制某一载波,得到一个很宽的双边带的直扩信号。采用的脉冲越窄,扩展的频谱越宽。 如果脉冲的重复周期为脉冲宽度的2倍,即T=2?,则脉冲宽度变窄对应于码重复频率的提高,即采用高码率的脉冲序列。 直扩系统正是应有了这一原理,直接用重复频率很高的窄脉冲序列来展宽信号的频谱。 如果信号的总能量不变,则频谱的展宽,使各频谱成分的幅度下降,换句话说,信号的功率谱密度降低。这就是为什么可以用扩频信号进行隐蔽通信,及扩频信号具有低的被截获概率的原故。 二、直扩通信系统原理组成图 直接序列(DS)扩频。直接用具有高码率的扩频码序列在发端去扩展信号的频谱;在收端,用相同的扩频码序列去进行解调,把展宽的扩频信号还原成原始信息。下图示出了直扩通信系统原理及有关波形或相位关系。 三、直扩系统的特点是: 频谱的扩展是直接由高码率的扩频码序列进行调制而得到的。 扩频码序列多采用伪随机码,也称为伪噪声(PN)码序列。 频调制方式多采用BPSK或QPSK等移相键控调制。扩频和解扩的调制解调器多采用平衡调制器,制作简单又能抑制载被。 接收端多采用产生本地伪随机码序列对接收信号进行相关解扩,或采用匹配滤波器来解扩信号。 扩频和解扩的伪随机码序列应有严格的同步,码的搜捕和跟踪多采用匹配滤波器或利用伪随机码的优良的相关特性在延迟锁定环中实现。 一般需要用窄带通滤波器来排除干扰,以实现其抗干扰能力的提高。 扩展频谱通信的主要特点 扩频通信在20世纪80年代已广泛应用于各种军事通信系统中,成为电子战中通信反对抗的一种必不可少的手段。近十几年以来,利用扩频技术可以实现码分多址,在数字蜂窝移动通信系统、卫星移动通信、室内无线通信和未来个人通信中都广泛采用扩频通信。扩频通信之所以得到应用和发展,成为现代通信发展的方向,就因为它的一些独特特性: 易于重复使用频率,提高了无线频谱利用率 无线频谱十分宝贵,虽然从长波到微波都得到了开发利用,仍然满足不了社会的需求。在窄带通信中,主要依靠波道划分来防止信道之间发生干扰。 为此,世界各国都设立了频率管理机构,用户只能使用申请获准的频率。 扩频通信发送功率极低(1~650mW),采用了相关接收这一高技术,且可工作在信道噪声和热噪声背景中,易于在同一地区重复使用同一频率, 也可与现今各种窄道通信共享同一频率资源。所以,在美国及世界绝大多数国家,扩频通信不需申请频率,任何个人与单位可以无执照使用。 抗干扰性强,误码率低 扩频通信在空间传输时所占有的带宽相对较宽,而收端又采用相关检测的办法来解扩,使有用宽带信息信号恢复成窄带信号,而把非所需信号扩展成宽带信号,然后通过窄带滤波技术提取有用的信号。这祥,对于各种干扰信号,因其在收端的非相关性,解扩后窄带信号中只有很微弱的成份,信噪比很高,因此抗干扰性强。 在目前商用的通信系统中,扩频通信是唯一能够工作于负信噪比条件下的通信方式。 抗宽带干扰和窄带干扰原理 隐蔽性好,对各种窄带通信系统干扰很小 由于扩频信号在相对较宽的频带上被扩展了,单位频带内的功率很小,信号湮没在噪声里,一般不容易被发现,而想进一步检测信号的参数(如伪随机编码序列)就更加困难,因此说其隐蔽性好。 再者,由于扩频信号具有很低的功率谱密度,它对目前使用的各种窄带通信系统的干扰很小。 具有多址能力,易于实现码分多址 扩频通信提高了抗干扰性能,但付出了占用频带宽的代价。 如果让许多用户共用这一宽频带,则可大为提高频带的利用率。由于在扩频通信中存在扩频码序列的扩频调制,充分利用各种不同码型的扩频码序列之间优良的自相关特性和互相关特性,在接收端利用相关检测技术进行解扩,则在分配给不同用户码型的情况下可以区分不同用户的信号,提取出有用信号。这样一来,在一宽频带上许多对用户可以同时通话而互不干扰。 抗多径干扰 在无线通信的各个频段,多径干扰始终是一个难以解决的问题之一。在以往的窄带通信中,采用两种方法来提高抗多径干扰的能力: 采用分集接收技术和梳状滤波器的方法。 这两种技术在扩频通信中都易于实现。利用扩频码的自相关特性,在接收端 从多径信号中提取和分离出最强的有用信号,或把多个路径来的同一码序列的波形相加合成,这相当于梳状滤波器的作用。另外,采用频率跳变扩频调制方式的扩频系统中,由于用多个频率的信号传送同一个信息,实际上起到了频率分集的作用。 保密性好 保密性是扩频通信最初在军事通信中获得应用的主要原因。由于扩频系统使用周期很长的伪随机码进行扩频,经调制后的数字信息类似于随机噪声,在接收端进行解扩时,只有采用与发送端同步的扩频码才能正确恢复发送的信息。而在不知伪随机码时破译是很困难的,所以使信息得到了保密。 地址码的分类和设计要求 CDMA中的地址码类型 在CDMA中需要采用地址码来区分不同的地址,其中主要有以下四种不同类型: (1)用户地址:用于区分不同移动用户; (2)多速率(多媒体)业务地址:用于多媒体业务中区分不同速率类型的业务; (3)信道地址:区分每个小区或每个扇区内的不同信道; (4)基站地址:用于区分不同基站或扇区。 其中:(1)、(2)多用于反向信道,以移动台为主;(3)、 (4)多用于正向信道,以基站为主。 CDMA中的地址码设计的基本要求 (1)用户地址:随着移动用户数日益递增,用户地址码数量是主要矛盾,但亦必须满足各用户间的正交(准正交)性能,以减少用户之间的码间干扰。 (2)多速率业务地址:质量是主要矛盾,即要求满足不同速率业务之间的正交性能,以防止多速率业务间的干扰。 (3)信道地址:质量是主要矛盾,它是多用户干扰的主要来源,它要求各信道之间正交、互不干扰。 (4)基站地址:数量上有一定要求,但是在质量上要求各基站之间正交(准正交),以减少基站间的干扰。 地址码的设计与实现 (1)以上四类地址码,要求不完全一致,显然很难采用同一类地址码或伪码(PN码)能同时满足数量与质量上矛盾的要求。 (2)对不同地址码,根据不同的要求,分别设计不同类型的码组,以解决不同的矛盾,是当今地址码设计的主导思想。 (3)为解决数量上矛盾的主要措施是:由于典型的m序列数量很有限,利用超长m序列,比如242-1的截短码组局部相关特性的码组代替定长短伪码序列的相关特性。由于各个用户地址码均采用超长码截短后有限长度局部码,多个用户局部自相关和互相关可看作近似白噪声。 (4)为解决质量上矛盾的主要措施是:采用完全正交的Walsh码区分信道地址;采用Walsh码与中等长度伪码,比如215-1两次联合扩频的复合正交码,以改善Walsh互相关以及同步误差时的正交性能的恶化。 (5)为解决多速率业务矛盾的主要措施是:在IS-95中,采用低速率重复至最高速率并行选通发送的方式;在第三代(3G)个,采用层间可变扩额比正交码,即OVSF码方式;在3G中还可以采用多信道并行发送方式,具体实现可采用多码、多时隙和多载波的不同方式。 码序列基本知识 一、码序列基本知识 在通信理论中,白噪声是一种随机过程,任取其中两个时间段的噪声比较都不会完全相似。如果用它们来代表两种信号,则信号之间的差别就最大。但是产生和复制白噪声是不现实的。但如果发送序列经过完全随机的干扰,在接收端是无法恢复出原序列的;所以采用完全随机的序列也不行。实际工程中,采用一个周期性的足够随机的序列来逼近白噪声的性能,这就是伪随机序列(PN序列) 。 为了便于具体讨论随机序列的性质,首先介绍关于伪随机序列的几个基本概念。 码序列和波形的对应关系 用+1和-1分别代替组成伪随机序列的0和1,同时码序列的模2加(异或关系)和信号波形相乘是等效的。其对应关系如下: 码序列的模2加和波形的关系 自相关和互相关 在CDMA系统中,非常注重研究码序列的自相关和互相关特性。 自相关函数:表示信号和它自身延迟时间 以后的相似性。对于二进制的序列,自相关函数可表示为: 其中,A-位移前后两个码元序列相同码元的数目;D-位移前后两个码序列不同码元的数目。 若将自相关函数归一化,即可用相关系统 来表示相关性。对于周期为P的码序列,相关系数表示为: 码序列自相关系数与位移比特数间的关系 互相关函数:表征两个不同信号的相似性。对于二进制且周期为P的两个序列,其互相关函数可表示为: 其互相系数为: 在码分多址中,希望采用互相关小的码序列,理想情况是希望两个码序列完全正交,即互相关系数为0。 伪随机序列的定义: 白噪声是一种随机过程,它的瞬时值服从高斯分布,自相关具有类似 函数的形状,互相关函数为0。而实际的CDMA系统中,应用的是具有与白噪声类似的伪随机序列。 伪随机序列又称伪随机码,它是具有类似随机序列基本特性的确定序列。通常采用二进制序列,它由两个元素0,1或1,-1组成,序列中不同位置的元素取值相互独立,概率相等均为1/2。 伪随机序列(PN序列)主要用于数据加扰和扩频调制。 凡自相关系数具有下列形式的码序列,称为(狭义)伪随机序列: 两者的比较 狭义伪随机序列是广义伪随机序列的一个特例,随后要讲的m序列属于狭义伪随机序列。 伪随机序列的功能: ①、目标接收端识别并同步产生此序列 ②、对于非目标接收端,该序列不可识别 伪随机序列的产生原理:利用线性反馈移位寄存器很容易产生出这种具有周期性的伪随机序列。如图11所示。 图中C0、C1、…Cn均为反馈线,表示反馈连接。因为m序列是由循环序列发生器产生的,所以C0和Cn肯定为1,即参与反馈;而其它反馈系数C1、C2、… Cn-1若为1,参与反馈,若为0,则表示断开反馈线,即开路。 m 系 列 m序列是最长线性移位寄存器序列的简称,它是由n级移位寄存器或其延迟元件通过线性反馈产生的最长码序列。在二进制移位寄存器中,若n为移位寄存器的级数,除去全0状态,则能产生的最大长度码序列为2n-1,其周期P= 2n-1 。在CDMA蜂窝系统中,使用了两种m序列,一种是周期为215-1 的m序列,称作短PN码序列;另一种是周期为242-1 的m序列,称作长PN码序列。 m序列的2个主要功能: ①扩展频谱; ②区分通过多址接入方式使用同一传输频带的不同用户的信号。 m序列的产生原理 4级m序列的码序列发生器如图12所示。相应的反馈系数依次为C0 =1; C1 =0; C2 =0; C3 =1; C4 =1。假设初始状态为0001,在时钟脉冲的作用下,产生的状态表如表所示,相应的状态转移图如图13所示。 一个线性反馈移位寄存器能否产生m序列,决定于它的反馈系数Ci (i=0,1,2, …,n)。反馈逻辑可由序列的生成多项式表示: 其中,Cn为0或1;k=0、1、2、…、n;n为移位寄存器级数。 不同序列生成多项式对应不同的反馈逻辑(对应不同的序列)。 由n级移位寄存器组成的线性反馈电路所产生的序列周期不会超过2n-1,其中周期等于2n-1的序列即为m序列。 产生m序列的充分条件是序列生成多项式是本原多项式。即满足: (1)f(x)为既约的,即不可分解; (2)f(x)可整除(xm+1),m=2n-1; (3)f(x)除不尽(xq+1),qm。 例子 以7级m序列反馈系数Ci =(211)8为例: 将八进制系数转化为二进制即Ci =(10001001)2 由此得到各级反馈系数分别为: C0 =1、 C1 =0、 C2 =0、 C3 =0、 C4 =1、 C5 =0、 C6 =0、 C7 =1。 再由反馈画出相应的m序列发生器。 对于一定移位寄存器级数(即n一定),如n=5,一般只列出三种反馈系数均可产生同样周期的m序列,但不是全部。利用对偶关系,还有三种m序列,即所谓镜像抽头序列。 例子:n=5, Ci=(45)8 =(100101)2 ,其镜像抽头为(101001)2 =(51)8 ; Ci=(67)8 =(110111)2 ,其镜像抽头为(111011)2 =(73)8 ; Ci=(75)8 =(111101)2 ,其镜像抽头为(101111)2 =(57)8 。因此对于5级移位寄存器的m序列发生器共有6种,其序列发生器结构具有对称性。 m序列的性质 均衡性。在一个周期中,0和1的数目基本相等,1比0多一个。 例如,级数n=3,码序列周期P=23-1=7时,起始状态为“111”,Ci=(13)8=(1011)2,即C0=l,C1=0,C2=1,C3=1。产生的m序列为1010011,其中码元为“1”的有4个,码元为“0”的有3个,即在一个同期中“1”的个数比“0”多一个。 游程分布。m序列中取值相同的那些相继的元素合称为一个“游程”。游程中元素的个数称为游程长度。n级m序列中,游程总数为2n-1,n为移位寄存器级数。游程长度为K的游程出现的比例为2-K=1/2K(1≤K≤n-2);此外,还有1个长度为n的“1”游程,1个长度为(n-1)的“0”游程。以n=4的m序列“”为例说明。 移位相加特性。一个m序列与其经任意延迟移位产生的另一个序列进行模2加,得到的仍然是其自身某次延迟序列。 例子: {Xi }=1110100, 右移2位后{Xi-2}=0011101,进行模2加后为:1101001,仍然是其自身左移1位延迟的序列。 4. 功率谱密度。具有类似于周期性矩形脉冲的功率谱密度分布:离散谱线时功率谱密度最大。 m序列的相关特性。 ⑴ m序列的自相关函数 自相关指m序列与逐位移位后序列相似性的一种量度,可用自相关函数或自相关系数来描述。 ⑵ m序列的互相关函数 两个码序列的互相关函数是两个不同码序列一致程度(相似性)的度量,也是位移量的函数。当使用码序列作为区分地址时,应选择码序列互相关函数值很小的码,以避免用户间相互干扰,增强抗干扰能力。 两个长度周期相同,由不同反馈系数(逻辑关系不同)产生的两个m序列,其互相关函数(或互相关系数)与自相关函数相比,没有尖锐的二值特征,是多值的。作为地址码而言,希望选择互相关函数越小越好,这样便于区分不同用户增强抗干扰能力。 在二进制情况下,互相关函数为: 例子:以周期相同的两个码序列为例。 n=5,Ci=45的m序列为 {x}=0; n=5,Ci=75的m序列为 {y}=0; 则{x}序列和 {y}序列的互相关函数如下: 0 0 0:11-20=-9 0 1 1:15-16=-1 0 1 2:19-12=7 0 1 3:15-16=-1 0 01111 4:11-20=-9 Gold 码序列 Gold序列的提出 m序列虽然性能优良,但同样长度的m序列个数不多,且m序列之间的互相关函数数值并不理想(为多值函数)。作为地址码应用,则希望互相关函数值越小越好。理论研究和实践表明,它们之间有的互相关特性较好,有的较差。 R.Gold于1967年提出一种基于m序列的码序列,称为Gold序列。这种码序列有较优良的自相关和互相关特性,构造简单,产生的序列数多,因而获得了广泛的应用。 Gold序列的产生 Gold码是m序列的复合码,由两个码长相等、码时钟速率相同的m序列优选对模2加组成。令m1、m2为同长度的两个不同的m序列,若它们的周期性互相关函数为理想的三值函数,即: 则称m1和m2为一个优选对。 Gold序列= m1 m2 每改变两个m序列相对位移就可得到一个新的Gold序列。因为总共有2n-1个不同的相对位移,加上原来的两个m序列本身,所以两个n级移位寄存器可以产生2n+1个Gold序列。这样,Gold序列数比m序列数多得多。 例子:n=3,m序列数只有2个,{a}=1110100和{b}=1110010,两序列逐位模2加后得到7个不同的Gold序列:0000110、1001101、0101000、1011010、1100011、0111111、0010001,加上两个m序列本身共有23+1 =9个。 Gold序列的性质 两个m序列优选对经不同移位相加产生的新序列都是Gold序列,两个n级移位寄存器可以产生2n+1个Gold序列,而且周期均为2n-1。 Gold码序列的周期性自相关函数是三值(u1、 u2、 u3)函数。同一优选对产生的Gold码的周期性互相关函数是三值函数,同长度的不同优选对产生的Gold码序列的周期性互相关函数不是三值(u1、 u2、 u3)函数。 这样产生的Gold序列之间具有良好的互相关特性。由于这一特性,使得码族中任一码序列都可作为地址码。所以,Gold序列在多址技术中,尤其是码序列长度较短情况下,得到广泛应用。在WCDMA和cdma2000体制中均采用了Gold码序列来区分小区(或扇区)以及不同小区(或扇区)之间的用户。 Walsh 码序列 在码分多址系统中,每个小区的所有信道共用同一频带,为了消除多址干扰,应该采用一定的措施使得在各个传输的信号是相互正交的。在IS-95系统的前向链路中,采用不同的Walsh码序列区分不同的信道,对于反向链路,Walsh码用作正交调制码,形成一个64阶的正交调制系统。 Walsh函数的基本概念 Walsh函数是一种在归一化区间(0,1)上的完备、正交函数系统。 Walsh函数集是完备的非正弦正交函数集,相应的离散Walsh函数简称为Walsh码序列。 由于它仅有可能的取值:+1和-1(或0和1),比较适合于用来表达和处理数字信号。 Walsh码序列具有理想的互相关特性。在Walsh码序列族中,两两之间的互相关函数为0,亦即它们之间是正交的。因而在码分多址通信中, Walsh码序列可以作为地址码使用。在IS-95中,正向信道使用64阶Walsh码序列主要是用于复用目的,用来区分各信道;而反向信道使用64阶Walsh码序列则是用作正交码。在WCDMA、cdma2000和TD-SCDMA系统中均以Walsh码来划分信道。 Walsh码序列的产生 Walsh码序列可用Hadamard矩阵H表示,利用递推关系很容易构成Walsh码序列序列族。在此先说说Hadamard矩阵H的概念。 Hadamard矩阵H是由+1和-1元素构成的正交方阵。而正交方阵指它的任意两行或两列都是互相正交的,即任意两行或两列对应位相乘之和等于0,互相关函数为0。其一般关系式为: Walsh码序列性质 以4阶Walsh码序列为例来看Walsh码序列的自相关和互相关特性。由前面的表可知 W4,2=(+1,-1,-1,+1),根据前面多学的知识得出其自相关系数为: 根据互相关系数计算出4阶Walsh码序列的互相关系数均为0。见图10所示。 由此可见Walsh码序列的自相关特性并不理想,但互相关特性很好。为了改善自相关特性,实际系统中,序列经过Walsh调制之后再用自相关特性好的PN序列进行扩频。 例子:IS-95正向信道的正交复用是利用64阶Walsh码序列的正交性来实现的。其通过Walsh码序列相关来恢复信息符号的原理图如下图所示: 可变扩频比正交码(OVSF) 未来移动通信可提供不同速率的语音、数据与图像的多媒体业务。这样在通信中不同的业务信源给出的信息速率是不一样的,但信道传输带宽是固定的。因而,在扩频过程中,不同业务、不同的信息速率要采用不同的扩频比才能达到同一信道传送的码率。同时,由于在同一小区中,多个移动用户可以同时发送不同的多媒体业务,为了防止多个用户不同业务之间的干扰,必须设计一类适合于满足不同速率多媒体业务和不同扩频比的正交码,这就是OVSF码。 OVSF码基本原理 按树形结构也可构造最佳的变长编码哈夫曼码。在信道多址接入码的设计中,可以将最佳变长哈夫曼的原理移植到Walsh扩频码中。 为了保证可变扩频码的不同周期长度Walsh码的正交性,必须满足哈夫曼码在树图上的非延长特性:在树图上若从树根开始由左瑞向右端看,树图上的某一节点的短Walsh码被采用作为扩频正交码以后,这个节点延长出去的所有树枝上的长Walsh码将不能再被采用作为扩频正交码。 这类码的可变扩频周期即可变扩频比是与被扩频的信息业务类型的速率相匹配的。速率越高,扩频周期越短,频周期越长,扩频比越大。 范例 若在同一个小区内有3个不同的移动用户同时发送下列三类不同速率的业务: 用户甲信息速率为76.8kbps; 用户乙信息速率为153.6kbps; 用户丙信息速率为307.2kbps。 经扩频后3个用户扩展到同一个码片速率1.2288Mkbps。不同周期长度即不同扩频比的Walsh正交设计的树形结构图如图所示。 当 =1-11-1(4位)被采用做为用户丙信息速率的扩频码,即307.2kbps×4=1.2288Mbps,则其后的所有分支,即 后面的延长码 、 等就不能再作为扩频码。 当 =11-1-111-1-1(8位)被采用做为用户乙信息速率的扩频码,即153.6kbps×8=1.2288Mbps,则其后的所有分支,即 后面的延长码 、 等就不能再作为扩频码。 当 =1-1-111-1-111-1-111-1-11(16位)被采用做为用户甲信息速率的扩频码,即76.8kbps×16=1.2288Mbps,则其后的所有分支,即 后面的延长码也不能再作为扩频码。 按照非延长码规律选取的码组是不等长的正交码组: 原因:数据传输的基带输出是一系列的二进制数据,不能直接通过天线链路发送。 方法:用基带信号对载波波形的某些参量进行控制,使载波的这些参数随基带信号的变化而变化,即进行调制。 目的:为了使传送信息的基带信号搬移至高频信道进行传输,以解决信源信号与客观信道的特性相匹配。 类型:根据对载波参数的改变方式,一般分成三种基本类型:振幅调制ASK、移频键控FSK和移相键控PSK。 移相键控PSK和DPSK CDMA系统采用由PSK演变的QPSK和OQPSK。用基带数字信号的正弦波的载波相位进行控制的方式称为移相键控PSK。二相移相键控又可分为绝对移相键控PSK和相对移相键控DPSK两种基本方式。 对于PSK,载波相位随调制信号1或0而改变,通常用相位0 °或180°分别表示1或0。数据信元与PSK信号波形关系如下图所示。 相对移相键控DPSK。它把前一个码元的相位作为后一个码元相位取值的参考。在二进制中,如信号为“1”时,载波振荡的相位相对于前一码元的相位,相对相移0;如信号为“0”时,载波振荡的相位相对于前一码元的相位反相,相对相移180°。其波形见下图。 DPSK的调制只要在PSK的调制器前加一个绝对码变相对码电路,即差分编码器由延迟电路(延迟时间为1个码元宽度Tb)和模2加法器组成。2DPSK信号的两种解调方式:相干解调和差分相干解调。其中相干解调是在2PSK解调器的基础上添加了差分编码的反变化器部分,这种解调方式需要提取本地载波,而差分相干解调不需要恢复本地载波。 多进制数字相位调制信号的表示方式:M进制移相键控信号,其载波相位有M种取值。MPSK信号还可用矢量图表征,在矢量图中通常以0°载波相位作为参考矢量,如图1-10。图中画出了M=2,4,8情况下的矢量图。 IS-95窄带CDMA系统的前向链路采用QPSK调制,反向链路采用OQPSK调制。 QPSK调制(四相键控)。它是两个互相正交的BPSK之和,又称正交移相键控。其调制器组成及其波形如图所示。 QPSK的四相各相差90 °,它们仍是不连续的相位调制,只是四相调制中经串/并变换后,每一符号宽度已变为2Tb,四相调制的频谱占用宽度为二相的一半(在码速rb相同条件下),所以其频率利用率提高了一倍。经过串并变换之后形成的两个支路,一路为单数码元,另外一路为偶数码元,这两个支路互为正交,一个称为同相支路,即I支路;另一个称为正交支路,即Q支路。 QPSK信号可以采用两个正交的载波信号实现相干解调。通过载波恢复电路,产生相干载波,分别将同相载波和正交载波提供给同相支路和正交支路的相关器,经过积分、判决和并串变换,即可恢复原来的二进制信息。QPSK信号的解调框图如下图所示。 QPSK相干解调与PSK相干解调一样存在相位模糊问题。载波恢复电路中,根据锁相环的鉴相特性,在(0,360 °)内有因有4个稳点,即有四重相位模糊度。同样可采用相对正交移相键控(DQPSK):同相支路和正交支路均加入差分编码器,将绝对码变为相对码,再进行相位调制。 OQPSK称为交错QPSK,即它的同相和正交支路在时间上错开一个码元时间进行调制,而避免码元转换时刻,载波可能产生的相位跳变,但最多可产生±90 °的相位跳变。这样,相位跳变要小,所以它的频谱特性要比QPSK好,即旁瓣的幅度要小些。也采用相干解调。 例:假定QPSK和OQPSK的调制电路输入相同的二进制信息d(t),则同相支路的数据序列为I(t),正交支路的数据序列分别为Q(t)、Q’(t),请分别写出QPSK和OQPSK对应的相位变化。 解: 对于QPSK信号来说,I路和Q路符号对变化的轨迹为: 根据相位图(将±1转换为0,1),即: 对应的相位变化为: OQPSK的Q信道和QPSK的Q信道具有同样的波形,只不过比QPSK的Q信道波形延迟半个符号的时间。对于OQPSK信号来说,I路和Q路符号对变化的轨迹为: 根据相位图(将±1转换为0,1),即: 对应的相位变化为: 一、纠错编码的基本原理 数字信号或信令在传输过程中,由于受到噪声或干扰的影响,信号码元波形变坏,传输到接收端后可能发生错误判决,为此,在传送数字信号时要进行各种编码。在信息码序列中加入监督码元就称为差错控制编码,即纠错编码。 信道编码的基本思想是在被传送的信息中附加一些监督码元,在两种之间建立某种校验关系。这种检错和纠错能力是用信息量的冗余度换取的。 二、卷积码和交织编码 数字化移动信道中传输过程会产生随机差错和成串的突发差错。前面讨论的各种编码主要用来纠正随机差错,而卷积码既能纠正随机差错也具有一定的纠正突发差错能力,交织编码主要用于纠正突发差错。 卷积码 卷积码属于分组码,但它的监督元既与本组信息元有关,又与前面若干组信息元有关;它可根据需要,有不同的结构及相应的纠错能力,但都有类似的编码规律。 例子:(3,1,3)卷积码编码器,由三个移位寄存器(D)和两个模2加法器组成。见下图所示: 由于(3,1,3)卷积码中,每个码字除了与本组信息元(mj)相关之外,还与前面3个信息元有关。因而称此卷积码的约束长度为4。编译码均与约束长度有关。利用监督方程可以进行纠错,其代价是在信号速率一定的情况下,信息速率降低为1/3,是以牺牲有效性换取可靠性。 如果使用较长的约束长度,则既可纠正突发错误,也可纠正随机错误。 以(2,1,1)卷积码,约束长度k为2的卷积码为例来理解卷积码编码和纠错原理。 图(a)为编码器,每输入一个信息元(mj)编码输出为mj、pj,输出端开关速率是信息元速率的2倍,即每输入一个信息元,开关同步地转换一次。其中pj为: 分析:输入信息元序列为100,经过编码器,其输出结果如何? 设前提条件,编码开始前,先要对移位寄存器进行复位,即置0,因此有: 输入mj=1,pj=1⊕0=1 →11 mj+1=0,pj+1= mj +1⊕ mj =0⊕1=1 →01 mj+2=0,pj+2 = mj +2⊕ mj+1 =0⊕0=0 →00 输入信码100,经卷积编码后,输出序列为110100。 图(b)所示地译码器电路,包括两个移位寄存器,一个用于本地编码器,另一个用于伴随子寄存器。由图得此关系式: 分析:输入的码序列{wj}即为上述编码器的输出序列110100,经过译码器,其输出结果如何? 前提条件:译码开始前,先要对移位寄存器进行复位,即置0;输入端开关是码元速率2倍。因此有: 分析:输入的码序列{wj}中错了1位,如mj+1由0变1,即收到的码序列为111100。如何经过译码器将其纠正? 例子:前向CDMA信道是使用(2,1,8)的卷积码。该卷积码的生成序列有两个: g1(x)=( 753 )8= ( 491 )10 =(111101011)2 g2(x)=( 561 )8= ( 369 )10 =(101110001)2 由于码率1/2,所以每次编码器输入一位数据,就输出两位编码符号。由此可画出如下卷积编码器。 以1.2kb/s速率传输的前向业务信道帧结构包含24比特(由16位信息比特和8位尾比特组成)。设初始状态为000000000,当输入24位信息帧 Mj=(100000000)时,其输出为: 1→100000000→11 0→010000000→10 1→101000000→00 ……最后输出符号s1 、 s2连接成48位序列:Sj=(011) 交织编码主要用来纠正突发差错,使突发差错分散成随机差错而得到纠正。通常交织编码与其它各种纠正随机差错的编码(如卷积码或其它分组码)结合使用,从而具有较强的既能纠正随机差错又能纠正突发差错的能力。交织编码不需增加监督元,即码速率不变,不会影响有效性。在移动信道中,数字信号传输常出现成串的突发差错,所以,数字化移动通信中经常使用交织编码技术。 一、交织的基本概念 常用的交织技术主要有两类:块交织和卷积交织。块交织通常在数据分块分帧的情况下使用,卷积交织对连续的数据流比较实用。在码分多址系统中,基于数据分帧的情况下采用了块交织的形式。所以仅介绍块交织的有关内容。 描述交织器性能的几个参数如下: 突发长度:突发错误的长度B 最小间隔:突发连续错误分布的最小距离S 交织时延:由于交织和解交织引起的编码时延D 存储要求:交织或解交织过程需要的存储单元的大小M 交织器的性能通常用S/D以及S/M来描述,最小间隔S越大越好,交织时延D和存储要求M越小越好。 块交织器的结构如下图 只要JB,则B个突发差错就分散到每一列(即分组码)中,并且每一个列最多只有一个分散了的差错,故容易被纠正。 矩阵中行的数目称为交织深度。交织深度越大,符号的离散度就越大,抗突发差错的能力也越强。但是,交织深度越大,交织编码的处理时间即交织时延也就越长。所以说,交织编码的抗突发能力是以时间为代价的。 IS-95公共空中接口标准 IS-95公共空中接口标准主要包括下列几部分: 频段: 下行 869~894MHz(基站发射);824~849MHz(基站接收); 上行 824~849MHz(移动台发射);869~894MHz(移动台接收)。 信道数: 64(码分信道)/每一载频; 每一小区可分为3个扇区,可供用一个载频; 每一网络分成9个载频,其中收发各占12.5MHz; 射频带宽 第一频道 2×1.77MHz; 其它频道 2×1.23MHz。 调制方式 基站:QPSK; 移动台 :OQPSK。 扩频方式: DS(直接序列扩频) 话音编码: 可变速率CELP,最大速率为8kb/s,最大数据速率为9.6kb/s,每帧时间为20ms。 信道编码: 卷积编码:下行 码率R=1/2,约束长度K=9; 上行 码率R=1/3,约束长度K=9。 交织编码: 除了前向链路同步信道交织间距为26.66ms外,其他信道的交织间距均为20ms。 导频、同步信道: 供移动台作载频和时间同步。 多径利用: 采用RAKE接收方式,移动台为3个,基站为4个。 串/并 变换 电平 产生 电平 产生 90o 移相 载波发生器 × × 二进制信息 × 已调信号 I(t) Q(t) -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 d2 d4 d14 d6 d12 d0 d8 d10 d3 d5 d15 d7 d13 d1 d9 d11 图1-12 QPSK调制器及其波形 +1 -1 +1 -1 I(t) Q(t) d(t) Tb 2Tb d3 d5 d15 d7 d13 d1 d9 d11 +1 -1 Q′(t) 下图是QPSK和OQPSK信号的相位转移图。 -1 -1 -1 -1 -1 -1 -1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 d2 d4 d14 d6 d12 d0 d8 d10 d3 d5 d15 d7 d13 d1 d9 d11 +1 -1 +1 -1 I(t) Q(t) d(t) Tb 2Tb d3 d5 d15 d7 d13 d1 d9 d11 +1 -1 Q′(t) 该卷积码的监督方程为: D + mj-1 D mj-2 D mj-3 + · · · mj+1 mj mj pj2 pj1 输出 图1-29 (3,1)卷积码编码器 + SR + SR + + + SR · · · · 复位 已纠信息比特 纠错信号 ○ ○ ○ ○ 图1-30 (2,1)卷积码(k=2) (a)编码器 (b)译码器 SR:移位寄存器 D1 D2 D3 D4 D5 D6 D8 D7 + + g1(x) g2(x) Mj Sj s1 s2 由图可知, s1= c0 + c1 + c2 + c3+ c5+ c7+ c8 s2= c0 + c2+ c3+ c4+ c8 交织器的结构 按 列 写 入 按行读出 一个(I,J)的块交织器由J行和I列组成,图中J=I=5。 8阶Walsh函数的波形如下图所示: 图17 8阶Walsh函数的波形 +1 -1 0 Wal(0,t) Wal(1,t) Wal(2,t) Wal(3,t) Wal(4,t) Wal(5,t) Wal(6,t) Wal(7,t) × 其中:总信号Stot(t)表示所有8个激活 的并且同步的信道信号之和。 图18 Walsh码序列原理图 现举一个8阶的Walsh函数来说明这个概念,并说明涉及的原理。记n=8个取值±1的8阶Walsh函数为{Wi(t) ,i=0、1、…、7},它们与不同的常数(符号值){dik, i=0、1、…、7 ; k=1、2、……}相乘。即8个通道中第k个信息符号的值假设为: ∑ × × × × × × × × 图19 8阶Walsh码序列正交复用例子 图19所示的Walsh函数正交复用的详细数值 0.5 -1.0 1.5 -0.8 0.6 -2.0 0.4 -0.3 -1.1 0.5 -1.0 1.5 -0.8 -0.6 2.0 -0.4 0.3 1.5 0.5 -1.0 -1.5 0.8 -0.6 2.0 0.4 -0.3 0.3 0.5 -1.0 -1.5 0.8 0.6 -2.0 -0.4 0.3 -2.7 0.5 1.0 -1.5 -0.8 0.6 2.0 -0.4 -0.3 1.1 0.5 1.0 -1.5 -0.8 -0.6 -2.0 0.4 0.3 -2.7 0.5 1.0 1.5 0.8 -0.6 -2.0 -0.4 -0.3 0.5 0.5 1.0 1.5 0.8 0.6 2.0 0.4 0.3 7.1 0.5W0(t) 1.0W1(t) 1.5W2(t) 0.8W3(t) 0.6W4(t) 2.0W5(t) 0.4W6(t) 0.3W7(t) Stot(t) t=7TC t=6TC t=5TC t=4TC t=3TC t=2TC t=TC t=0 图20 接收机将接收到的整个基站的发射总信号Stot(t) 与分配的Wi(t)进行同步相关的波形图 +1 -1 0 W0(t) W1 (t) W2 (t) W3 (t) W4 (t) W5 (t) W6 (t) W7 (t) 7.1 0.5 -2.7 1.1 0.3 1.5 -1.1 -2.7 7.1 0.5 -2.7 1.1 -0.3 -1.5 1.1 2.7 7.1 0.5 2.7 -1.1 -0.3 1.5 -1.1 2.7 7.1 0.5 2.7 -1.1 0.3 -1.5 1.1 -2.7 7.1 -0.5 2.7 1.1 -0.3 -1.5 -1.1 -2.7 7.1 -0.5 2.7 1.1 0.3 1.5 1.1 2.7 7.1 -0.5 -2.7 -1.1 0.3 -1.5 -1.1 2.7 7.1 -0.5 -2.7 -1.1 -0.3 1.5 1.1 -2.7 不同的Walsh函数复用的Stot(t) 第i个移动台进行如图2-21所示的相关处理。每个移动台的目的是通过 相关处理恢复各自的数据符号dik。 每个移动台接收机用分配给它的Wi(t)去乘以接收到的总信号Stot(t),以恢 复基站发送的数据符号。在这个例子中的运算可见表2,第一列表示接收到的 总信号波形和每个信道的Wi(t) ,i=0,1,2, …,7之间的乘法运算。表2还清楚地表 明了恢复的第k个符号数据dik ,i=0,1,2, …,7 ;最后一列中给出的相关结果就 是图2-22中表达的发送数据值。 4.0/8=0.5 8.0/8=1.0 12.0/8=1.5 6.4/8=0.8 4.8/8=0.6 16.0/8=2.0 3.2/8=0.4 2.4/8=0.3 -1.1 1.1 -1.1 1.1 -1.1 1.1 -1.1 1.1 1.5 -1.5 1.5 -1.5 -1.5 1.5 -1.5 1.5 0.3 -0.3 -0.3 0.3 -0.3 0.3 0.3 -0.3 -2.7 2.7 2.7 -2.7 -2.7 2.7 2.7 -2.7 1.1 1.1 -1.1 -1.1 1.1 1.1 -1.1 -1.1 -2.7 -2.7 2.7 2.7 2.7 2.7 -2.7 -2.7 0.5 0.5 0.5 0.5 -0.5 -0.5 -0.5 -0.5 7.1 7.1 7.1 7.1 7.1 7.1 7.1 7.1 ×W0(t) ×W1(t) ×W2(t) ×W3(t) ×W4(t) ×W5(t) ×W6(t) ×W7(t) Sum/8 7TC 6TC 5TC 4TC 3TC 2TC TC t=0 二进制非满数 1-1-11-111-1-111-11-1-11 1-1-11-111-11-1-11-111-1 1-1-11-111-1 1-1-111-1-11-111-1-111-1 1-1-111-1-111-1-111-1-11 1-1-111-1-11 1-1-11 1111-1-1-1-1-1-1-1-11111 1111-1-1-1-11111-1-1-1-1 1111-1-1-1-1 11111111-1-1-1-1-1-1-1-1 1 11111111 11-1-1-1-111 11-1-111-1-1 11-1-1-1-111-1-11111-1-1 11-1-1-1-11111-1-1-1-111 1-11-1 11-1-1 1111 1-1 11 1 20 21 22 23 24 2n 什么是数字信号调制? 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 数据 PSK波形 图23 PSK与DPSK调制的波形 DPSK波形 G(f) (A2Tb)/2 fc fc +rb fc +2rb fc -rb fc -2rb fc -3rb fc +3rb 图 PSK已调波的频谱 2PSK信号的解调一般采用相干解调,其关键是要得到同频同相的载波。 问题:由于 2PSK信号不存在载频分量,所以无法从已调信号中直接用滤波的方法提取本地载波。 办法:实际常用的载波恢复电路是平方环电路和科斯特斯环电路,但它们都有相同的鉴相待性,即 (n为任意整数)的各点都是稳定平衡点,锁相环工作时可能锁定在任一个稳定平衡点上,故恢复出的相位载波可能与所需要的理想本地载波同相,也可能反相。 解决:这种相位关系的不确定性(即0和180°的模糊度),会使解调得到的数字信号可能极性完全相反,从而1和0倒置,这在数字传输是不允许的。克服相位模糊对相干解调影响的常用办法是在调制器输入的数字基带信号先进行差分编码,将绝对码变为相对码,再进行调相。这就要了解相对移相键控DPSK。 0 0 0 1 1 1 1 0 1 1 0 1 0 1 0 1 相对码 DPSK信号 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 绝对码 载波 + × 延迟 Tb 相对码 二进制信元 (绝对码) 差分编码器 相乘器 DPSK信号 载波 DPSK调制器及波形 DPSK信号 a DPSK相干解调及各点波形(载波同相) b信号 c信号 d信号 e信号 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 0 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 0 1 1 二进制信息 g f信号 DPSK信号 a DPSK相干解调及各点波形(载波反相) b信号 c信号 d信号 e信号 0 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 二进制信息 g f信号 DPSK信号 a DPSK信号 DPSK差分相干解调及各点波形 抽样 判决器 带通 相乘器 低通 延迟 Tb 位定时 a b c d e 二进制信息 b信号 c信号 d信号 二进制信息 e 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 (a) 0 1 (b) 00 11 01 10 (c) 00 11 (d) 01 10 110 111 101 100 000 001 011 010 MPSK信号的矢量图 图12 4级m序列发生器原理图 D1 D2 D3 D4 + 信号输出 时钟 C0 C1 C2 C3 C4 信号输入 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 1 0 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1 0 0 D3 ⊕ D4 D4 (输出) D3 D2 D1 表2-3 n=4,Ci=23m序列发生器状态表 由表可知,经过15个 时钟脉冲,又回到起 始状态。从D4输出的 码序列为: … 若初始状态为1111, 则其输出为: … 若初始状态为1000,则 其其输出为: … 1 3 7 15 14 13 12 9 2 4 8 5 11 6 10 0001 0011 0111 1111 1110 1101 1100 1001 0010 0100 1000 0101 1011 0110 1010 图13 4级m序列状态转移图 10123,11417,12515,13505,14127,15053 4095 12 10003,110013,120265,133663,142305 32765 15 42103,51761,55753,60153,71147,67401 16383 14 20023,23261,24633,30741,32535,37505 8191 13 4005,4445,5023,5263,6211,7363 2047 11 2011,2033,2157,2443,2745,3471 1023 10 1021,1055,1131,1157,1167,1175 511 9 435,453,537,543,545,551,703,747 255 8 203,311,217,235,277,313,325,345,367 127 7 103,147,155 63 6 45,67,75 31 5 23 15 4 13 7 3 反馈系数Ci(八进制) 周期P 级数n 游程总数为8 4 0 1 4 3 1 0 3 4 1 1 2 4 2 2 1 “0” “1” 所含比特数 游程数目 游程长度/比特 +1 -1 0 A +1 -1 0 A右移3Tc得到B +1 -1 0 A X B=C -1 0 A X A=D +1 图14 4级m序列的自相关系数 1 2 3 4 5 6 7 P P-1 -1 1 -1/P 0 2Tc 图15 m序列的自相关系数 图16 两个m序列(P=31)的互相关函数曲线阶Walsh码序列 fc A有用信号 干扰信号 功率频谱 Rc 白限热躁声电平 解扩后的有用信号 信息带宽B 干扰电平 fi Rc 窄带干扰信号 有用信号 A 解扩后的有用信号 干扰被扩展频谱 fc 2Rc fi 图6-1 抗宽带干扰 图6-2 抗窄带干扰 (a)接收机输入的信号及干扰功率谱 (b)相关器输出的信号及干扰功率谱 (a)未解扩的功率谱 (b)解扩后的功率谱 码序列基本知识 m序列 Gold序列 Walsh码序列 +1 -1 0 m1 t 0 1 0 0 1 0 1 0 1 1 +1 -1 0 m2 t 1 1 0 0 1 0 1 1 1 0 +1 -1 0 t 1 0 0 0 0 0 0 1 0 1 图7 序列的模2加和波形相乘的对应关系 +1 -1 0 A +1 -1 0 B +1 -1 0 C 15Tc +1 -1 0 A +1 -1 0 B +1 -1 0 C +1 -1 0 A +1 -1 0 B +1 -1 0 C 15Tc +1 -1 0 A 0 5 -5 10 -10 图9 n=4,P=15码序列的 自相关系数曲线的4组 正交码的波形 这4组码长均为4的正交码中,任两个码都是正交的,因为在一个周期内,任两个码之间的相同位与不同位的数目均相等,故互相关系数为0。 凡自相关系数具有下列形式的码序列,称为(广义)伪随机序列: D1 D2 D3 Dn 输出 时钟 ⊕ C0 =1 C1 C2 Cn-1 Cn =1 图11 n级循环序列发生器的模型 * 主讲:李兆玉 重 庆 邮 电 学 院 2005年11月 扩频通信的基本概念 扩频通信的理论基础 扩频通信的性能指标 扩频通信的工作原理 扩频通信系统的分类 直扩系统的原理及组成 扩展频谱通信的主要特点 (2) (3) (4) 例子:一个扩频系统中,伪随机码的速率是基带信号速率的100倍。要求最小的输出信噪比为6dB,系统损耗为3dB,则干扰容限为 这说明,该系统能在干扰输入功率电平比扩频信号功率电平高11dB的范围内正常工作,也就是该系统能够在接收输入信噪比大于或等于-11dB的环境下正常工作。 图2 典型的扩频通信系统模型 信道 由图6可看出,扩频通信系统主要由原始信息、信息调制(信源编译码、信道编译码)、载波调制与解调、扩频调制与解调和信道六大部分组成。 f1 f2 …… fn-1 fn f 图3 跳频FS系统组成方框图及频率跳变图案 发端信息码序列与扩频码序列组合以后按照不同的码字去控制频率合成器。 在收端,为了解调跳频信号,需要有与发端完全相同的本地扩频码发生去控制本地频率合成器,使其输出的跳频信号能在混频器中与接收信号差频出固定的中频信号,然后经中频带通滤波器及信息解调器输出恢复的信息。 信息 调制器 频率 合成器 射频 调制器 扩频码 发生器 射频 发生器 信息 变频器 中频 带通 信息 调制器 频率 合成器 扩频码 发生器 信息 在频域上输出频谱在一宽频带内所选择的某些频率随机地跳变。 图4 周 期 性 矩 形 脉 冲 序 列 波 形 及 其 频 谱 g(t) E T0 0 t g(t) E 0 t 2T0 g(t) E 0 T0 t A(f) 2E/5 f0 0 f A(f) E/5 0 f A(f) E/5 f1 0 f (a) (b) (c) 脉冲宽度t0,脉冲周期T0=5 t0 ,Bf0=1/ t0 =5/ T0 =5f0 其信号的频谱线间隔决定序列的重复周期,有5条谱线 t0 ,Bf0=5f0 其频带宽度不变,但基波频率减半为f0/2,共有10个谱线。所以脉冲重复周期增加一倍,基频降低一半,谱线间隔也减小一半,谱线密度则增加一倍。 脉冲宽度t0 /2 ,脉冲周期T0=(5 /2) t0 ,Bf1=2/ t0 =10/ T0 =10f0=2Bf0 谱线间隔不变,但信号的带宽增加一倍。 发端的p(t) 扩频信号还要进行载频调制(PSK、QPSK、OQPSK),在此采用BPSK调制,得出已调信号 s1(t)=c(t) A cos w1 t。 经扩频调制器后,得到c(t)=m(t) (+) p(t),当m(t)为0时,c(t)与p(t)相同; m(t)为1时,c(t)为p(t)取反。所以包含信码的c(t)的码宽已窄为Tp PN码p(t),其码元宽度Tp , Tb =12 Tp A cos w1 t 输出 信码 图5 (a) 直扩通信系统原理-系统组成方框图 + 调相 功放 载波 PN 前端 相关 中频 滤波 解调 PN 调相 本振 c(t) (3) s1(t) (5) (6) s1(t) (8) (9) (7) s2(t) p(t) (2) p(t) (4) 时钟 时钟 信码 m(t) (1) + 调相 功放 载波 PN 前端 相关 中频 滤波 解调 PN 调相 本振 c(t) (3) s1(t) (5) (6) s1(t) (8) (9) (7) s2(t) p(t) (2) p(t) (4) 时钟 时钟 信码 m(t) (1) + 调相 功放 载波 PN 前端 相关 中频 滤波 解调 PN 调相 本振 c(t) (3) s1(t) (5) (6) s1(t) (8) (9) (7) s2(t) (2) p(t) (4) 时钟 时钟 信码 m(t) (1) 输入二进制信元m(t),码宽Tb 扩频调制器 相关器的作用在此可等效为对输入相关器的s1(t)、 s2(t)相位进行模2加,得出中频信号,其相位如图(8)。 通过中频滤波器,滤除不相关的各种干扰,经解调恢复出原始信息。 图5(b) 直扩通信系统原理-主要波形及相位 1 0 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 Tb =12 Tp 1 0 Tp 1 0 (1)信码m(t) (2)伪码p(t) (3)c(t)= m(t) ⊕p(t) (4)载波 (5)PSK已调波 s1(t) (6) s1(t)相位 (7) s2(t)相位 (8)中频相位 (9)解调输出 码元与相位的关系:“0”-0,“1”- 。 * * Sheet1 序号 4阶Walsh函数表示 4阶Walsh码序列表示 W4,0 1 1 1 1 1 1 -1 -1 1 -1 -1 1 1 -1 1 -1 0 0 0 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0 1 0 1 W4,1 W4,2 W4,3

本文链接:http://destinosmice.com/zhengjiaoshu/24.html